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反激式電源適配器的傳導EMI等效電路

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反激式電源適配器的傳導EMI等效電路

（1）電源適配器電路原理圖

電路原理圖
（2）電源適配器兩種工作模式

在半個電網(wǎng)周期內，輸入整流橋有兩種大的工作模式，即：整流橋工作模式Ⅰ和整流橋不工作模式Ⅱ。

整流橋工作模式Ⅰ和整流橋不工作模式Ⅱ
（3）電源適配器工作模式Ⅰ的EMI等效電路推導

3-A、工作模式Ⅰ的等效電路（正負半周工作一樣）

工作模式Ⅰ的等效電路
在工作模式Ⅰ的情況下，兩種工作工作模式在正負半周都會出現(xiàn)，此時整流橋是導通工作的。

3-A-1：工作模式Ⅰ在有LISN時的等效電路

工作模式Ⅰ在有LISN時的等效電路
3-A-2：工作模式Ⅰ在有LISN時的等效受控源電路

工作模式Ⅰ在有LISN時的等效受控源電路
開關變換器的時變因素與非線性因素主要是由開關元件導致的。為了使變換器的等效電路成為線性電路，開關元件平均模型法采取了對開關元件直接進行分析的方法。

首先對開關元件的電壓或電流變量在一個開關周期內求平均，并用以該平均變量為參數(shù)的受控源代替開關元件，得到等效的平均參數(shù)電路。平均參數(shù)等效電路消除了變量波形中因開關動作引起的脈動，即消除了時變因素，但仍然是一個非線性電路。這樣的電路由于同時包含了直流分量與交流分量的作用，稱為大信號等效電路。

其次，若使大信號等效電路中的各平均變量均等于其對應的直流分量，同時考慮到直流電路中穩(wěn)態(tài)時電感相當于短路、電容相當于開路，可以得到變換器的直流等效電路，直流等效電路為線性電路；若使大信號等效電路中的各平均變量分解為相應的直流分量與交流小信號分量之和，即分離擾動，并忽略小信號分量的乘積項（即二階微小量）使其線性化，再剔除各變量中的直流量，可以得到變換器的小信號等效電路，小信號等效電路也為線性電路。可見，開關元件平均模型法的指導思想仍然是求平均、分離擾動和線性化。

上圖中開關管Q等效為受控電壓源，整流二極管D等效為受控電流源。有源開關Q時而接通是輸入電壓Vg，時而短路，用狀態(tài)變量輸入電壓的平均值表征有源開關元件Q的端電壓是合理的，因此用一個電壓控制的受控電壓源來代替有源開關管Q；無源開關D時而接通副邊電感電流，時而開路，由于電感電流是一個狀態(tài)變量，用電感電流的平均值表征無源開關元件D的平均電流也是合理的，因此用一個電流控制的受控電流源代替無源開關元件D。

3-A-3：工作模式Ⅰ在有LISN時的等效受控源平均電路（直流等效）
工作模式Ⅰ在有LISN時的等效受控源平均電路
上圖直流等效電路圖中，電感L1和L2等效為短路，電容等效為開路。

3-A-4：工作模式Ⅰ在有LISN時的等效受控源平均電路（交流等效）
工作模式Ⅰ在有LISN時的等效受控源平均電路
在交流等效中，輸出負載、電感等效開路，電容、供電電源等效短路。從圖中可以看到，開關管Q的交流分量Vds（ac）（t）和二極管D的交流分量Id（ac）（t）可以進行傅里葉變換，分解成不同頻率成分的正弦波，頻率不一樣，阻抗也隨著變換，再利用疊加原理將不同頻率成分形成的頻譜幅度進行相加。

3-B-1：工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI等效電路

工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI等效電路
在MOSFET交流電壓分量單獨作用下，副邊電流源開路，由于副邊流過電流為零，所以原邊電流也為零，在此變壓器就不起作用了，只有勵磁電感Lm，將上述電路圖簡化其等效電路圖為：

電路圖簡化其等效電路圖
在MOSFET單獨作用下，其差模成分路徑為：

在MOSFET單獨作用下，其差模成分路徑為
其中，差模成分分兩條支路，一條如紅色所示，另一條如藍色所示。在此等效電路中，濾波電容CB一條支路給差模成分提供了路徑，可以知道如果減小濾波電容CB的阻抗，則對差模成分分流更多，在電阻R1和R2形成的電壓會更小，儀器檢測幅值更低，一般我們都選取等效串聯(lián)阻抗較小的濾波電容。另一條支路中有激磁電感Lm，單從差模成分的抑制方面考慮，增加激磁電感Lm的值可以增加阻抗，對差模成分也有良好的抑制作用。

在MOSFET單獨作用下，其共模成分路徑為：

6w電源適配器共模成分路徑


可知，要想有效減小共模成分，則必須要減小寄生電容Cpq的容值，增加共模流經路徑的有效阻抗。

工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI后面等效電路為：

電源適配器EMI后面等效電路
在差模EMI等效電路中，電阻R1和電阻R2處于串聯(lián)流經差模電流，在電阻R1和電阻R2兩端分別產生電壓為Vdm(t)，故在電阻R1和電阻R2串聯(lián)等效電阻100Ω上產生2Vdm(t)。激磁電感Lm感抗越大對差模抑制越好，對差模分量來說，CCM模式比DCM差模要好。

差模EMI等效電路
工作模式Ⅰ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI后面等效電路

在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI后面等效電路
3-B-2：工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI等效電路。

3-B-2：工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI等效電路
在低頻（150KHz）情況下，忽略變壓器寄生電容（在高頻情況下變壓器層間電容、原副邊電容不能忽視）。由于整流二極管對地電容無法形成共模回路，故在LISN負載上無共模噪聲。

工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI后面等效電路

工作模式Ⅰ在副邊二極管交流電流分量單獨作用下的EMI后面等效電路
由于在低頻情況下，副邊二極管對地寄生電容無法形成共?；芈罚蕸]有共模EMI等效電路。

（4）工作模式Ⅱ的EMI等效電路推導

4-A：工作模式Ⅱ-Ⅰ的等效電路

4-A：工作模式Ⅱ-Ⅰ的等效電路
在工作模式Ⅱ中，當D1-D4都截止時，在LISN上沒有傳導EMI噪聲，由下面的測試EMI的等效電路可知，因沒有噪聲路徑，故不會產生傳導EMI噪聲。這種工作模式也可稱為工作模式Ⅱ-Ⅰ。

工作模式Ⅱ-Ⅰ
4-B：工作模式Ⅱ-Ⅱ的等效電路

在工作模式Ⅱ中，會出現(xiàn)D1-D4中的一個二極管導通，其他三個二極管截止的情況，在這種情況下的EMI等效電路與二極管全部截止時的等效電路不同，與工作模式Ⅰ中的EMI等效電路不同，這種情況稱為Ⅱ-Ⅱ（非固有差模噪聲）。

原因：在開關電壓變化時，會出現(xiàn)一個瞬間的電容充放電電流，此電流經Cpq、大地和LISN中的一條支路，在電流較大值不能使整流橋中的一個二極管開通時，其情況就同前面所介紹的，整流橋中的四個二極管均截止，不會產生噪聲；

當此電流使整流橋中的一個二極管導通（如0＜VAB＜VCD時的二極管D1），則其他二極管都會因反偏而截止，本來當這個電流減小到零后，二極管D1應當截止，當由于整流橋中的二極管是非常慢速的，它無法在開關周期內被關斷，所以便導致這個二極管在0＜VAB＜VCD一直導通；這樣整流橋雖然不工作，但有一個二極管是導通的。

下面分析在整流橋不工作但有一個二極管導通時（假定D1導通）的EMI等效電路。

下面分析在整流橋不工作但有一個二極管導通時（假定D1導通）的EMI等效電路
4-B-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時的等效受控源平均電路（直流等效）

4-B-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時的等效受控源平均電路（直流等效）
4-B-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時的等效受控源EMI電路（交流等效）

4-B-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在有LISN時的等效受控源EMI電路（交流等效）
4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI等效電路

4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI等效電路
上述等效電路中紅色虛線表示共模回路，無差?；芈?。但是只有電阻R1有噪聲，可以實際理解為差模噪聲。

工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI后面等效電路

工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI后面等效電路
根據(jù)前面的分析，單一元件進行作用時差模回路和共?；芈返穆窂剑梢缘贸觯?br />
單一元件進行作用時差?；芈泛凸材；芈返穆窂?br /> 當有EMI濾波器時，這個噪聲中的差模噪聲可以被轉化為共模噪聲，如4-C-1工作模式中的等效電路，加入差模電容Cx。

4-C-1：工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI等效電路

工作模式Ⅱ-Ⅱ在原邊MOSFET交流電壓分量單獨作用下的EMI等效電路
由于EMI濾波器中的差模電容Cx，可使模式Ⅱ-Ⅱ中的差模噪聲轉化為共模噪聲。

4-C-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ在副邊二極管交流分量單獨作用下的EMI等效電路

工作模式Ⅱ-Ⅱ在副邊二極管交流分量單獨作用下的EMI等效電路
故在工作模式Ⅱ-Ⅱ副邊二極管對共模噪聲和差模噪聲均沒有影響。

討論：

---工作模式Ⅰ與工作模式Ⅱ下的傳導EMI是不同的；

---如在工作模式Ⅱ中的四個二極管均截止，則工作模式因無噪聲路徑而不產生任何傳導EMI；

---如在工作模式Ⅱ中有一個二極管導通，其他三個二極管截止，則工作模式Ⅱ的共模EMI噪聲與工作模式Ⅰ基本相同，而工作模式Ⅱ的差模噪聲有可能大于工作模式Ⅰ的差模噪聲，也有可能小于工作模式Ⅰ的差模噪聲，原因是工作模式Ⅱ在一個二極管導通時有一種非固有的差模噪聲存在；

---非固有差模噪聲可有通過輸入EMI濾波器中的X電容，把其轉變成對稱共模噪聲而完全消除；

---上面的EMI等效電路，僅僅是EMI低頻段的理想等效電路；

---實際的EMI等效電路，還要考慮變壓器的寄生參數(shù)、PCBLayout的引線電感等等；

---如考慮變壓器的層間電容時，在其原副邊間可以用一個電容參數(shù)，此時副邊二極管電流分量就會在EMI負載上產生共模噪聲，由于涉及EMI濾波器參數(shù)時，只需考慮低頻段的等效電路，故可將這一因素忽略。但對實際高頻段的EMI共模噪聲進行分析時，則還要考慮副邊二極管交流分量通過變壓器層間電容對共模噪聲的影響。


（5）電源適配器反激變換器在AC 輸入下的EMI 等效電路總結：

5-1：工作模式Ⅰ的EMI 等效電路

5-1：工作模式Ⅰ的EMI 等效電路
5-2-1：工作模式Ⅱ-I 的EMI 等效電路

當D1-D4 都截止時，在EMI 負載上無任何噪聲，所以無EMI 等效電路。

5-2-2：工作模式Ⅱ-Ⅱ的EMI等效電路

在工作模式Ⅱ-Ⅱ中：在原邊MOSFET 電壓單獨作用時，會有一種非固有差模噪聲，但可用EMI 濾波器中的X 電容將其轉化為共模噪聲。在副邊二極管電流單獨作用時，因無噪聲回路，在EMI 負載上測不到噪聲，所以其加X 電容后的EMI等效電容總結為：


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| 發(fā)布時間：2018.06.23    來源：電源適配器廠家
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