并-串型雙管正激組合變換器

      傳統交錯并聯雙管正激組合變換器應用于高電壓輸出場合時存在變換器次級電壓偏高高頻整流二極管電壓應力大的問題?通常要用多個高頻二極管串聯以解決耐壓問題,但均壓設計較困難?提出了一種新型的并一串型雙管正激組合變換器,將器件的串聯變?yōu)殡娐返拇?能夠實現高頻二極管的動態(tài)均壓,適合高輸出電壓?大功率的應用場合?雙管正激變換器與全橋或半橋變換器相比,不存在橋臂直通危險,具有可靠性高的優(yōu)點,為此受到人們的青睞雙管正激變換器由于磁芯復位的需要,工作占空比必須小于50%,從而造成占空比利用率不高,電源適配器變壓器次級電壓高,次級高頻整流二極管的電壓應力大?

       特別是在高輸出電壓?大功率的應用場合,變壓器次級的高電壓使高頻整流二極管的選擇變得困難,往往成為制約變換器設計的關鍵因素,并后面影響變換器的效率?為了減小變換器次級電壓,增加變換器的容量,可將兩個雙管正激變換器進行組合?圖4-44所示電路是一種典型的交錯并聯雙管正激組合變換器?在工作中,一個雙管正激變換器的控制脈沖相對于另一個移相180°?為了減小開關損耗,在電路中增加了一個輔助零電壓關斷電路,如圖中虛框內所示?但即使采用圖4-44所示組合電路,在某些電力系統應用場合,變換器的輸出電壓為330V左右,此時次級續(xù)流二極管的電壓峰值高達800V以上,次級整流二極管的電壓可能達到1000V以上,這么高的電壓應力  給次級高頻整流二極管的選擇帶來一定難度?通常采用多個二極管串聯來解決均壓問題,但動態(tài)均壓設計比較困難。

      針對這個問題,提出了一種新型的并一串型雙管正激組合變換器,如圖4-45所示?它應用在同樣的輸入輸出電壓條件下,通過用電路的串聯替代器件的串聯,降低了器件的電壓應力,較好地解決了高頻二極管的動態(tài)均壓問題。

新型組合變換器是由兩個帶兩個次級繞組的雙管正激變換器在次級續(xù)流二極管處交錯并聯,然后再串聯得到的,輸出共用一組濾波電路?圖4-45中,U4為直流母線電壓,U?為輸出電壓,電源適配器變壓器變比N=Ns/Np?虛框內為輔助零電壓關斷電路?為簡化電路狀態(tài)分析,在以下的分析中,不考慮輔助零電壓關斷電路,忽略過渡過程,只分析穩(wěn)態(tài)過程,因為假設在所述的并串型雙管正激組合變換器中,所有器件都是理想的?該電路在穩(wěn)定工作狀態(tài)時共有6個工作階段,對應的等效電路如圖4-46所示,其關鍵波形如圖4-47所示。

(1)階段1(to~t1)

  S1和S2開通,VD5?VD6導通,VD9?VD10截止,加在濾波電感L上的電壓為2NU4U?,電感電流線性上升?t2的激磁電流仍在復位,VD3?VD4仍然保持導通,S3?S4管子電壓被鉗位在直流母線電壓U4,加在VD7?VD8上的反向電壓為2NU

  (2)階段2(t1~t2)

S1?S2?VD5?VD6繼續(xù)保持導通,電感電流保持線性上升?t2復位結束,S3?S4上的電壓為1/2U4,VD7?VD8上的反向電壓為NU?

  (3)階段3(t2~t)

  S1和S2關斷,VD5?VD6截止,續(xù)流二極管VD9?VD10導通,加在電感上的電壓為-U?電感電流線性下降?VDl?VD2導通,t1的激磁電流開始復位?加在VD5?VD6上的反向電壓為NUd?

  (4)階段4(3~t4)

  S3和S4開通,VD7?VD8導通,加在電感上的電壓為2NU4-U?,電感電流線性上升?T1的激磁電流仍在復位,VD1?VD2仍然保持導通,S1?S2管子電壓被鉗位在直流母線電壓U加在VD5?VD6上的反向電壓為2NU4?

  (5)階段5(4~t3)

  S3?S4?VD7?VD8繼續(xù)保持導通,電感電流保持線性上升?t1復位結束,S1?S2上的電壓為1/2U,VD5?VD6上的反向電壓為NU?

  (6)階段6(t5~6)

  S3和S4關斷,VD7?VD8截止,續(xù)流二極管VD9?VD10導通,電感上電壓為一U?,電感電流線性下降,VD3?VD4導通,t2的激磁電流開始復位。

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