非常實(shí)用的電源工程師8大設(shè)計(jì)技巧

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非常實(shí)用的電源工程師8大設(shè)計(jì)技巧

一、反激式電源中的鐵氧體磁放大器

對于兩個(gè)輸出端都提供實(shí)際功率（5 V 2 A 和 12 V 3 A，兩者都可實(shí)現(xiàn)± 5%調(diào)節(jié)）的雙路輸出反激式電源來說，當(dāng)電壓達(dá)到 12 V 時(shí)會(huì)進(jìn)入零負(fù)載狀態(tài)，而無法在 5%限度內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個(gè)可實(shí)行的解決方案，但由于價(jià)格昂貴且會(huì)降低效率，仍不是理想的解決方案。我們建議的解決方案是在 12 V 輸出端使用一個(gè)磁放大器，即便是反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也可使用。
為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料（高磁導(dǎo)率材料）的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路（D1 和 Q1）可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經(jīng)過全面測試。變壓器繞組設(shè)計(jì)為 5 V 和 13 V 輸出。該電路在實(shí)現(xiàn) 12 V 輸出± 5%調(diào)節(jié)的同時(shí)，甚至還可以達(dá)到低于 1 W 的輸入功率（5 V 300 mW和12V零負(fù)載）

二、使用現(xiàn)有的消弧電路提供過流保護(hù)

考慮一下 5 V 2 A 和 12 V 3 A 反激式電源。該電源的關(guān)鍵規(guī)范之一便是當(dāng) 12 V 輸出端達(dá)到空載或負(fù)載極輕時(shí)，對 5 V 輸出端提供過功率保護(hù)(OPP)。這兩個(gè)輸出端都提出了± 5%的電壓調(diào)節(jié)要求。
對于通常的解決方案來說，使用檢測電阻會(huì)降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險(xiǎn)絲的價(jià)格也不菲。而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過壓保護(hù)(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時(shí)滿足 OPP 和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實(shí)現(xiàn)該功能。
從圖 2 可以看出，R1 和 VR1 形成了一個(gè) 12 V 輸出端有源假負(fù)載，這樣可以在 12 V 輸出端輕載時(shí)實(shí)現(xiàn) 12 V 電壓調(diào)節(jié)。在 5 V 輸出端處于過載情況下時(shí)，5 V 輸出端上的電壓將會(huì)下降。假負(fù)載會(huì)吸收大量電流。R1 上的電壓下降可用來檢測這一大量電流。Q1 導(dǎo)通并觸發(fā) OPP電路。
電源適配器

三、有源并聯(lián)穩(wěn)壓器與假負(fù)載

在線電壓 AC 到低壓 DC 的開關(guān)電源產(chǎn)品領(lǐng)域中，反激式是目前流行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這其中的一個(gè)主要原因是其獨(dú)有的成本效益，只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。
通常，反饋來自對輸出容差有嚴(yán)格要求的輸出端。然后，該輸出端會(huì)定義所有其它次級繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應(yīng)的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無負(fù)載或負(fù)載極輕的情況下更是如此。
可以使用后級穩(wěn)壓器或假負(fù)載來防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級穩(wěn)壓器或假負(fù)載會(huì)造成成本增加和效率降低，因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈?，特別是在近年來對多種消費(fèi)類應(yīng)用中的空載和/或待機(jī)輸入功耗的法規(guī)要求越來越嚴(yán)格的情況下，這一設(shè)計(jì)開始受到冷落。圖 3中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓問題，還能夠大限度地降低成本和效率影響。

該電路的工作方式如下：兩個(gè)輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時(shí)，電阻分壓器 R14 和 R13 會(huì)偏置三極管 Q5，進(jìn)而使 Q4 和 Q1 保持在關(guān)斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經(jīng) Q5 的電流便充當(dāng) 5 V輸出端很小的假負(fù)載。
5 V 輸出端與 3.3 V 輸出端的標(biāo)準(zhǔn)差異為 1.7 V。當(dāng)負(fù)載要求從 3.3 V 輸出端獲得額外的電流，而從 5 V 輸出端輸出的負(fù)載電流并未等量增加時(shí)，其輸出電壓與 3.3 V 輸出端的電壓相比將會(huì)升高。由于電壓差異約超過 100 mV，Q5 將偏置截止，從而導(dǎo)通 Q4 和 Q1 并允許電流從 5 V 輸出端流到 3.3 V 輸出端。該電流將降低 5 V 輸出端的電壓，進(jìn)而縮小兩個(gè)輸出端之間的電壓差異。
Q1 中的電流量由兩個(gè)輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個(gè)輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負(fù)載的影響，即使在 3.3 V 輸出端滿載而 5 V 輸出端無負(fù)載這樣差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設(shè)計(jì)中的 Q5 和 Q4 可以提供溫度補(bǔ)償，這是由于每個(gè)三極管中的 VBE 溫度變化都可以彼此抵消。二極管 D8 和 D9 不是必需的器件，但可用于降低 Q1 中的功率耗散，從而無需在設(shè)計(jì)添加散熱片。
該電路只對兩個(gè)電壓之間的相對差異作出反應(yīng)，在滿載和輕負(fù)載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從 5 V 輸出端連接到 3.3 V 輸出端，因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低 66%。其結(jié)果是在滿載時(shí)保持高效率，從輕負(fù)載到無負(fù)載的功耗保持較低水平。

四、采用 StackFET?的高壓輸入開關(guān)電源

使用三相交流電進(jìn)行工作的工業(yè)設(shè)備常常需要一個(gè)可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級。此類應(yīng)用的范例包括工業(yè)傳動(dòng)器、UPS 系統(tǒng)和能量計(jì)。
此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)所需的規(guī)格要嚴(yán)格得多。不僅這些應(yīng)用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應(yīng)用所設(shè)計(jì)的設(shè)備還必須容許非常寬的波動(dòng)—包括跌落時(shí)間延長、電涌以及一個(gè)或多個(gè)相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達(dá)到57 VAC 至 580 VAC 之寬。
設(shè)計(jì)如此寬范圍的開關(guān)電源可以說是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓 MOSFET 的成本較高以及傳統(tǒng)的 PWM 控制環(huán)路的動(dòng)態(tài)范圍的限制。StackFET 技術(shù)允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為600V 的低壓 MOSFET 和 Power Integrations 提供的集成電源控制器，這樣便可設(shè)計(jì)出簡單并能夠在款輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關(guān)電源。
工業(yè)電源

該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統(tǒng)，甚至來自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管 D1-D8 構(gòu)成。電阻 R1-R4 可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無需單獨(dú)配備保險(xiǎn)絲。pi 濾波器由 C5、C6、C7、C8 和 L1 構(gòu)成，可以過濾整流直流電壓。電阻 R13 和 R15 用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。
當(dāng)集成開關(guān)(U1)內(nèi)的 MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，Q1 的源端將被拉低，R6、R7 和 R8 將提供柵極電流，并且 VR1 到 VR3 的結(jié)電容將導(dǎo)通 Q1。齊納二極管 VR4 用于限制施加給 Q1 的柵極源電壓。當(dāng)U1 內(nèi)的 MOSFET 關(guān)斷時(shí)，U1 的大化漏極電壓將被一個(gè)由 VR1、VR2 和 VR3 構(gòu)成的 450 V 箝位網(wǎng)絡(luò)箝位。這會(huì)將 U1 的漏極電壓限制到接近 450 V。與 Q1 相連的繞組結(jié)束時(shí)的任何額外電壓都會(huì)被施加給 Q1。這種設(shè)計(jì)可以有效地分配 Q1 和 U1 之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻 R9 用于限制開關(guān)切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網(wǎng)絡(luò) VR5、D9 和 R10 則用于限制初級上的峰值電壓。
輸出整流由 D1 提供。C2 為輸出濾波器。L2 和 C3 構(gòu)成次級濾波器，以減小輸出端的開關(guān)紋波。
當(dāng)輸出電壓超過光耦二極管和 VR6 的總壓降時(shí)，VR6 將導(dǎo)通。輸出電壓的變化會(huì)導(dǎo)致流經(jīng) U2內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進(jìn)而改變流經(jīng) U2B 內(nèi)的晶體管的電流。當(dāng)此電流超出 U1的 FB 引腳閾值電流時(shí)，將抑制下一個(gè)周期。輸出穩(wěn)壓可以通過控制使能及抑制周期的數(shù)量來實(shí)現(xiàn)。一旦開關(guān)周期被開啟，該周期便會(huì)在電流上升到 U1 的內(nèi)部電流限制時(shí)結(jié)束。R11用于限制瞬態(tài)負(fù)載時(shí)流經(jīng)光耦器的電流，以及調(diào)整反饋環(huán)路的增益。電阻 R12 用于偏置齊納二極管 VR6。
IC U1 (LNK 304)具有內(nèi)置功能，因此可根據(jù)反饋信號消失、輸出端短路以及過載對該電路提供保護(hù)。由于 U1 直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4 用于提供內(nèi)部電源去耦。

五、使用 TopSwitch®-GX 設(shè)計(jì)正激式轉(zhuǎn)換器

該電路能確保變壓器在每個(gè)周期進(jìn)行復(fù)位，因此可大大簡化使用 TopSwitch-GX 設(shè)計(jì)正激式轉(zhuǎn)換器的過程。

檢測電路與正激式轉(zhuǎn)換器偏置繞組配合使用可以檢測關(guān)斷期間的電壓波形。當(dāng)此間電壓較高時(shí)，信號會(huì)應(yīng)用于 TopSwitch-GX L 引腳，使其斷開與 S 引腳的連接，從而抑制內(nèi)部 MOSFET開始另一個(gè)導(dǎo)通周期。當(dāng)偏置繞組上的電壓信號開始衰弱時(shí)，即表示變壓器已經(jīng)復(fù)位，L 引腳與 S 引腳相連，開關(guān)已開啟。
六、選擇好的整流二極管可以簡化 AC/DC 轉(zhuǎn)換器中的EMI濾波器電路并降低其成本

要使 AC/DC 電源符合 EMI 標(biāo)準(zhǔn)，就需要使用大量的 EMI 濾波器器件，例如 X 電容和 Y 電容。AC/DC 電源的標(biāo)準(zhǔn)輸入電路都包括一個(gè)橋式整流器，用于對輸入電壓進(jìn)行整流（通常為 50-60Hz）。由于這是低頻 AC 輸入電壓，因此可以使用如 1N400X 系列二極管等標(biāo)準(zhǔn)二極管，另一個(gè)原因是這些二極管的價(jià)格是便宜的。
這些濾波器器件用于降低電源產(chǎn)生的 EMI，以便符合已發(fā)布的 EMI 限制。然而，由于用來記錄 EMI 的測量只在 150 kHz 時(shí)才開始，而 AC 線電壓頻率只有 50 或 60 Hz，因此橋式整流器中使用的標(biāo)準(zhǔn)二極管（參見圖6）的反向恢復(fù)時(shí)間較長，且通常與 EMI 產(chǎn)生沒有直接關(guān)系。
然而，過去的輸入濾波電路中有時(shí)會(huì)包括一些與橋式整流器并聯(lián)的電容，用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形。
如果在橋式整流器中使用快速恢復(fù)二極管，就無需使用這些電容了。當(dāng)這些二極管之間的電壓開始反向時(shí)，它們的恢復(fù)速度非常快（參見圖7）。這樣通過降低隨后的高頻關(guān)斷急變以及EMI，可以降低AC輸入線中的雜散線路電感激勵(lì)。由于 2 個(gè)二極管可以在每半個(gè)周期中實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通，因此 4 個(gè)二極管中只需要 2 個(gè)是快速恢復(fù)類型即可。同樣，在每半個(gè)周期進(jìn)行導(dǎo)通的兩個(gè)二極管中，只需要其中一個(gè)二極管具有快速恢復(fù)特性即可。

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七、浮動(dòng)恒流源允許超寬范圍的輸入電壓

對Power Integrations的多數(shù)產(chǎn)品而言，數(shù)據(jù)手冊中限制的用于確保正常啟動(dòng)和起作用的小漏極電壓為50 V。但是，如果通過外部電源向旁路引腳饋電，則芯片可接收外部供電，且即使在較低的輸入電壓下也可啟動(dòng)和工作。

圖8所示的啟動(dòng)電路為浮動(dòng)恒流源，它為整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的 TinySwitch-III 的旁路(BP)引腳提供大約 600 μA 的恒流。恒流值由 R2 和 VR1 確定：

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該電路源自基本的單晶體管電流源。該電路采用了一個(gè)齊納二極管，為 Q2 (NPN)的基極引出端設(shè)置參考電壓，并以此對流經(jīng)電阻 R2 的固定電壓進(jìn)行編程，從而設(shè)置恒流值。然而，鑒于輸入電源范圍的異常寬廣性，參考齊納二極管的偏置電流在很大范圍內(nèi)會(huì)有所差異。這將導(dǎo)致功率耗散增加及編程的恒流發(fā)生偏移。

要克服上述難題，需要由其他的電流源（由 Q1 (PNP)與 R1 形成）提供偏置電流。將等同于VBE 的恒壓強(qiáng)加于 R1，這樣可為整個(gè)工作范圍內(nèi)的參考齊納二極管提供偏置電流補(bǔ)償。

晶體管 Q2 以較低輸入電壓提供恒流，而 Q1 則以較高的輸入電壓提供恒流。圖 2 顯示了電流流經(jīng) Q1 和 Q2 時(shí)的模擬結(jié)果。輸入電壓達(dá)到大約 50 VDC 時(shí)，Q2 將提供恒流。輸入電壓達(dá)到50 VDC 及以上時(shí)，經(jīng)過 Q2 的電流將減弱，而經(jīng)過 Q1 的電流則呈線性增加。輸入電壓達(dá)到大值 375 VDC 時(shí)，則主要由 Q1 提供恒流。R3 用于限制整個(gè)電路在輸入電壓大時(shí)的輸入電流。

非線性電流由于齊納二極管 VR1 的非線性活動(dòng)而上升。輸入電壓大約為 60 VDC 時(shí)，齊納二極管開始有電壓。

八、用軟啟動(dòng)禁止低成本輸出來遏制電流尖峰

為滿足嚴(yán)格的待機(jī)功耗規(guī)范要求，一些多路輸出電源被設(shè)計(jì)為在待機(jī)信號為活動(dòng)狀態(tài)時(shí)斷開輸出連接。通常情況下，通過關(guān)閉串聯(lián)旁路雙極晶體管(BJT)或 MOSFET 即可實(shí)現(xiàn)上述目的。對于低電流輸出，如果在設(shè)計(jì)電源變壓器時(shí)充分考慮到晶體管的額外壓降情況，則 BJT 可成為 MOSFET 的合適替代品，且成本更為低廉。

圖 1 0所示為簡單的 BJT 串聯(lián)旁路開關(guān)，電壓為 12 V，輸出電流強(qiáng)度為 100 mA，并帶有一超大電容(CLOAD)。晶體管 Q1 為串聯(lián)旁路元件，由 Q2 根據(jù)待機(jī)信號的狀態(tài)來控制其開關(guān)。電阻 R1 的值是額定的，這樣可確保 Q1 有足夠的基值電流在小 Beta 和大的輸出電流下以飽和的狀態(tài)工作。PI 建議額外添加一個(gè)電容器(Cnew)，用以調(diào)節(jié)導(dǎo)通時(shí)的瞬態(tài)電流。如果不添加 Cnew，Q1 在導(dǎo)通后即迅速進(jìn)入電容性負(fù)載，并因而產(chǎn)生較大的電流尖峰。為調(diào)節(jié)該瞬態(tài)劍鋒，需要增加VT1的容量，這便導(dǎo)致了成本的增加。

用作 Q1 額外“密勒電容”的 Cnew 可以消除電流尖峰。該額外電容可限制 Q1 集電極的 dv/dt值。dv/dt 值越小，流入 Cload 的充電電流就越少。為 Cnew 指定電容值，使得 Q1 的理想輸出 dv/dt 值與 Cnew 值相乘等于流入 R1 的電流。

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