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電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

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電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)

電源適配器電流型控制電路中,斜坡補(bǔ)償是很常見的,補(bǔ)償?shù)姆绞揭灿泻芏喾N,本文介紹了斜坡補(bǔ)償技術(shù)它是如何實(shí)現(xiàn)的,以及它如何影響電流模式控制開關(guān)穩(wěn)壓器的性能。然后,文章繼續(xù)結(jié)合來自該技術(shù)的主要電力模塊制造商的商用電壓控制器的實(shí)例。

電源適配器是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù),控制開關(guān)晶體管的導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間比率,維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源,它和線性電源相比,具有效率高、功率密度高、可以實(shí)現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點(diǎn),被譽(yù)為離效節(jié)能電源M目前電源適配器已經(jīng)應(yīng)用到了各個(gè)領(lǐng)域,尤其在大功率應(yīng)用的場(chǎng)合,電源適配器具有明顯的優(yōu)勢(shì)。

電源適配器一般由脈沖寬度控制(PWM)IC、功率開關(guān)管、整流二極管和LC濾波電路構(gòu)成。在中小功率電源適配器中,功率開關(guān)管可以集成在PWM控制IC內(nèi)。電源適配器按反饋方式分為電壓模式和電流模式。電流模式電源適配器因其突出的優(yōu)點(diǎn)而得到了快速的發(fā)展和廣泛的應(yīng)用。但是電流模式的結(jié)構(gòu)決定了它存在兩個(gè)缺點(diǎn):恒定峰值電流而非恒定平均電流引起的系統(tǒng)開環(huán)不穩(wěn)定:占空比大于50%時(shí)系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定。

本文旨在從原理上分析傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進(jìn)方案,之后分析一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路。

2.電流模式的原理分析

掃描儀電源適配器可以有很多種結(jié)構(gòu),但原理基本相似。圖1是電流模式降壓斬波fg(Buck)電源適配器的原理圖。它和電壓模式的主要區(qū)別是增加了電流采樣電阻R3和電流放大器IA. R3的阻值一般很小,以避免大的功耗。功率管Ql在每個(gè)周期開始的時(shí)候開啟并維持一段時(shí)間Ton,通過濾波電感Lo對(duì)濾波電容C。充電、同時(shí)向負(fù)載提供電流,此時(shí)Lo上電流隨時(shí)間的變化率為
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電感電流到達(dá)一定值后功率管關(guān)斷,二極管D1起續(xù)流和鉗位作用。設(shè)DI的導(dǎo)通壓降為VZ,則此時(shí)
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RI和R2分壓后和Vπf 比較并放大,變?yōu)樾盘?hào)VEA;同時(shí)R3兩端的壓降經(jīng)IA放大后變?yōu)樾盘?hào)VIA,當(dāng)VIA高于VEA時(shí),相關(guān)控制電路將控制功率管關(guān)斷,從而達(dá)到調(diào)節(jié)占空比的目的。通過實(shí)時(shí)地調(diào)節(jié)占空比,輸出電壓可以穩(wěn)定在一個(gè)預(yù)先設(shè)定的值。上述工作過程的波形如圖2,實(shí)線表示連續(xù)工作模式,虛線表示不連續(xù)工作模式,其中Clock表示時(shí)鐘信號(hào),VEA表示EA的輸出,VIA表示IA的輸出,IQ1是功率管的電流,ID1是二極管電流

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電流模式由于采用了電壓一電流雙環(huán)控制顯著改善了電源適配器的性能,主要表現(xiàn)在:
① 根本消除了Push-pull電源適配器存在的磁通量失恒問題磁通量失恒會(huì)減弱電感的承壓能力,導(dǎo)致功率管電流不斷增大并最終燒毀。電流模式在每個(gè)周期都限定功率管峰值電流,能徹底杜絕磁通量失恒.
② 電壓調(diào)整率顯著減小。當(dāng)輸人電壓波動(dòng)時(shí)圖1中的電流檢測(cè)電阻R3會(huì)立即檢測(cè)到峰值電流的變化,快速調(diào)整占空比,使輸出電壓穩(wěn)定
③ 簡化了反饋電路的設(shè)計(jì)LC濾波電路在頻率達(dá)到共鳴頻率電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)后,相移會(huì)接近最大值180°,輸人到輸出的增益會(huì)隨著頻率的升高而迅速減小,這就增加了電源適配器反饋電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度在電流模式中,濾波電感的小信號(hào)阻抗幾乎為零,這樣就只能產(chǎn)生最大90,相移,增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實(shí)際LC濾波電路的一半。因此反饋電路的設(shè)計(jì)可以大幅簡化
④ 改善了負(fù)載調(diào)整率。在電流模式中,誤差放大器的帶寬更大,因而負(fù)載調(diào)整率更好。
3.電流模式的缺點(diǎn)
3.124V電源適配器恒定峰值電流引起的電感平均電流不恒定
電流模式的實(shí)質(zhì)是使電感平均電流跟隨誤差放大器輸出電壓VEA設(shè)定的值,即可用一個(gè)恒流源來代替電感,使整個(gè)系統(tǒng)由二階降為一階。但在常用的峰值電流模式中,不同的占空比會(huì)導(dǎo)致不同的電感平均電流。這可以由平均電流的計(jì)算式看出:
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其中Ip是峰值電流,dl是峰值電流和最小值的差值,T是時(shí)鐘周期,ton和toff分別為功率管開啟時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間

如圖3所示,當(dāng)由于某種原因使輸人電壓從Vdc1變化到Vdc2,電感電流的上升沿斜率將會(huì)變化(Vdc2-Vdc1)/Lo而下降沿斜率不變.占空比將從Dl變?yōu)镈2,電感電流的平均值從Iav1變化到Iav2,這往往會(huì)導(dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩
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3.2 電感擾動(dòng)電流引起的輸出振蕩
在輸入電壓不變的條件下,當(dāng)由于某種外部原因使電感上的電流在一個(gè)下降沿結(jié)束時(shí)發(fā)生小的擾動(dòng)AI,因?yàn)殡娏鞯纳仙睾拖陆笛氐男甭室约胺逯惦娏鞫疾蛔儯栽谙乱粋€(gè)周期結(jié)束后,這個(gè)擾動(dòng)電流將被放大為
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其中dt為發(fā)生擾動(dòng)后導(dǎo)通時(shí)間的變化值,m1和m2分別為上升斜率和下降斜率。

從( 2)式可以看出,當(dāng)占空比小于50%時(shí),m2<m1,△I''''''''''''''''<△I,即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流減弱。但是當(dāng)占空比大于50%時(shí),m2>m1,△I''''''''''''''''>△I,即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流增強(qiáng),如圖4所示。這同樣也會(huì)引起輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)的振蕩
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4.斜坡補(bǔ)償?shù)脑矸治?br /> 前面分析的兩個(gè)不穩(wěn)定情況實(shí)際上都是因?yàn)檎伎毡雀淖円鹆穗姼衅骄娏鞯淖兓罱K導(dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩,尤其當(dāng)占空比大于50%時(shí)更加嚴(yán)重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時(shí)候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象,就相當(dāng)于解決了這兩個(gè)問題。設(shè)圖1中電阻R3上的壓降為Vs,可以嘗試在Vs上疊加一個(gè)斜率為m,且在時(shí)鐘周期起點(diǎn)處等于零的電壓,則經(jīng)IA放大后相當(dāng)于在信號(hào)VIA上疊加了一個(gè)斜率為Avm的電壓。再設(shè)電感上有擾動(dòng)電流AI,經(jīng)IA放大為AvAI。由圖5可以證明,經(jīng)過一個(gè)周期后這個(gè)擾動(dòng)電流的值變?yōu)?br />
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把m1D=m2(1-D)代入(3)式得
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要使擾動(dòng)電流在第一個(gè)周期就減弱,必須要有
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(5)式表明,在斜坡補(bǔ)償前,占空比達(dá)到50%后系統(tǒng)就開始不穩(wěn)定,斜坡補(bǔ)償之后,只要補(bǔ)償斜率m滿足式(5)的關(guān)系,系統(tǒng)始終是穩(wěn)定的。

由此可見,只要能確定電感電流下降沿的斜率m2和占空比D,就有可能設(shè)計(jì)出合適的斜坡補(bǔ)償電路,解決峰值電流控制型開關(guān)的輸出振蕩問題。

4.1 實(shí)際的斜坡補(bǔ)償電路分析

在電流模式PWM IC內(nèi)部集成斜坡補(bǔ)償電路要比理論分析復(fù)雜得多,因?yàn)樵诓煌瑧?yīng)用情況下,(5)式中的m2和D也會(huì)不同,所以很難對(duì)所有可能的情況作最好的補(bǔ)償。由( 5)式 可以看出,電源適配器穩(wěn)定工作時(shí)占空比D和電感電流下降沿斜率m2越大,那么它所需的斜坡補(bǔ)償?shù)牧恳簿驮酱?。在連續(xù)工作模式中,D和m2都是由電路結(jié)構(gòu)決定的。而在不連續(xù)工作模式中,D是隨負(fù)載變化的量,m2是由電路結(jié)構(gòu)決定的。根據(jù)這個(gè)原理可以設(shè)計(jì)一個(gè)補(bǔ)償量隨占空比增大而增大,并且能夠適合一定范圍的m的斜坡補(bǔ)償電路,如圖6。其中Vcc是較穩(wěn)定的電壓,約為2.3V,Vosc是PWM內(nèi)部振蕩器輸出的鋸齒波,最小值和最大值分別為0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的柵極控制信號(hào),Iout是斜坡補(bǔ)償電流,輸出到電流采樣電阻(如圖1中的R3)的正端,從而在采樣電阻上疊加了一個(gè)電壓降,達(dá)到斜坡補(bǔ)償?shù)哪康摹?br /> 電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)
鉗位二極管DI、D2,分壓電阻網(wǎng)絡(luò)RI,R 2.R 3和R4共同決定了Q5, Q6和Q7的開啟點(diǎn)當(dāng)一個(gè)時(shí)鐘周期開始時(shí),Vdrv由低變高,Q1管導(dǎo)通,同時(shí)Vosc從最小值開始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開啟,這四個(gè)晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構(gòu)成的比例電流鏡鏡像后輸出到Iout。

設(shè)NPN晶體管的開啟閡值為VTn,D l和D2的正向?qū)▔航刀紴閂D, Ql的C-E結(jié)壓降近似為零,則通過兩個(gè)二極管的電流為
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因此Q4, Q5. Q6. Q7的開啟點(diǎn)分別為
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其中Ib0、IQ50是Q6開啟時(shí)的二極管和Q5的電流,Ib1、IQ51、IQ60是Q7開啟時(shí)的二極管、Q5和Q6的電流。[page]

Q2 的集電極電流為上述四個(gè)晶體管的集電極電流總和:
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因?yàn)?Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后開啟的,所以補(bǔ)償電流在時(shí)間軸上的斜率dlout/dt將隨著Vosc的增大而增大,即斜坡補(bǔ)償?shù)牧侩S占空比增大而增大。

功率管的導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí),Vdrv由高變低,Ql關(guān)斷,Iout隨即降為零。這樣可以減少不必要的系統(tǒng)功耗。

考慮不同應(yīng)用情況下m2的變化范圍,計(jì)算(5)式就可以確定m隨D變化的曲線,再根據(jù)電流放大器IA的增益和振蕩器鋸齒波斜率計(jì)算可得各元件的尺寸。
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圖7是在選取了元件尺寸后計(jì)算機(jī)仿真波形。其中Vosc是理想化的鋸齒波,Iout是輸出的補(bǔ)償電流,IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分別是Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流,可以看到,為了在占空比小于50%的時(shí)候系統(tǒng)更加穩(wěn)定,Q4在每個(gè)周期開始時(shí)就已經(jīng)開啟,但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升,將先后在t1, t2, t3時(shí)達(dá)到Q5, Q6和07的開啟點(diǎn)。設(shè)Q4, Q5, Q6, Q7開啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7,電源適配器中斜坡補(bǔ)償電路的分析與設(shè)計(jì)
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設(shè)電流采樣電阻的阻值為RS,那么疊加在該電阻上壓降的斜率為:
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5.結(jié)論

本文分析了傳統(tǒng)電流模式電源適配器的工作原理及其優(yōu)劣,從原理上解釋了電流模式在占空比大于50%后輸出不穩(wěn)定的問題和解決的方法。在此基礎(chǔ)上本文分析了一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路結(jié)構(gòu)并詳細(xì)分析了其工作過程。通過HSPICE的仿真分析,得到了預(yù)期的結(jié)果,證明了該電路的可行性。

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| 發(fā)布時(shí)間:2018.10.05    來源:電源適配器廠家
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