控制電路簡(jiǎn)要描述

桌面式電源適配器隔離的自激振蕩反激變換器

自激振蕩技術(shù)的一種更實(shí)用的電路示于圖2。6。4。該例中，輸入和輸出電路是隔離的，由光耦合器OC1提供反饋。

元件D、C和R形成自跟蹤電壓鉗位（見3。2節(jié)），該鉗位電路防止Q關(guān)斷時(shí)由原邊漏感產(chǎn)生的過(guò)大的集電極過(guò)電壓。

元件D1和C是輔助電源適配器的整流器和儲(chǔ)存電容，該輔助電源適配器為控制光耦器OC1供電。

控制電路（簡(jiǎn)要描述）

充電器廠家玖琪實(shí)業(yè)使用一種非常簡(jiǎn)單的控制電路。光耦OC1的二極管與限流電阻R，和一個(gè)分流調(diào)節(jié)器V（德州儀器TL430）串聯(lián)。

當(dāng)分流調(diào)節(jié)器V1的參考端達(dá)到2。5V時(shí)，電流開始經(jīng)光耦二極管流向V1的陰極，開始控制作用。R12和R1的比值按輸出需要選擇，本例為12V。

受輸出控制電路控制的光耦晶體管給R加一偏置電流。分壓電路由OC1、R1和隨光耦器電流增加的Q2基極組成，所以R兩端要求斜坡電壓，而且使Q2導(dǎo)通和Q關(guān)斷所需的集電極電流將減小。

隨著Q1開始關(guān)斷，其集電極電壓變正，集電極電流轉(zhuǎn)移到緩沖器元件D2、C3和R中。R3兩端的電壓使R和Q2上基極驅(qū)動(dòng)電壓增加，因?yàn)镽3的阻值比R4大，其補(bǔ)償?shù)碾妷捍笥赗上的壓降。這進(jìn)一步為Q1提供了再生關(guān)斷作用。

該簡(jiǎn)單電路具有許多重要優(yōu)點(diǎn)

首先，該電路總是工作于完全能量傳遞模式?？紤]開關(guān)作用：Q1關(guān)斷時(shí)，反激電流在輸出回路中流過(guò)，變壓器電壓反向，驅(qū)動(dòng)繞組P2為負(fù)。因此，在儲(chǔ)存在磁場(chǎng)的所有能量轉(zhuǎn)換到輸出電容器和負(fù)載前Q1保持關(guān)斷。

在這期間，所有繞組上的電壓向零衰減。C2（反激期間已充電）跟隨P2上電壓的正向變化，使Q1的基極變正。再次，由于再生作用，流過(guò)R1的驅(qū)動(dòng)電流增加，Q1導(dǎo)通結(jié)果，在儲(chǔ)存的能量轉(zhuǎn)換到輸出電容器和負(fù)載后，新的導(dǎo)通周期立刻開始。無(wú)論負(fù)載和輸入電壓如何完全能量傳遞都會(huì)發(fā)生。

由于在設(shè)計(jì)過(guò)程中不用考慮直流成分，并且不用顧慮磁心的滿磁通容量，變壓器設(shè)計(jì)

得以簡(jiǎn)化。復(fù)讀機(jī)電源適配器對(duì)任何原因產(chǎn)生的磁心飽和，線路有進(jìn)一步的保護(hù)措施。因?yàn)轱柡蜁?huì)使流過(guò)R，的電流增加，使導(dǎo)通脈沖提前終止。這樣就使工作頻率增加且不出現(xiàn)飽和。這就允許設(shè)計(jì)者大膽地利用磁心的滿磁偏移能力，而不需要過(guò)多的磁通裕量來(lái)防止飽和。

這種變換器的頻率一負(fù)載典型圖示于圖中。注意在負(fù)載非常低時(shí)可能出現(xiàn)工作頻率非常高的情況。為防止開關(guān)晶體管和緩沖元件中過(guò)多的損耗，應(yīng)使用較小負(fù)載不超過(guò)10%的功率單元，或者使用電阻器作為假負(fù)載來(lái)避免高頻模式。

變壓器的設(shè)計(jì)可以使用第一部分第18章中講述的常規(guī)的緩沖結(jié)構(gòu)和電壓鉗位和圖中的電路，為固定頻率反激變換器設(shè)計(jì)的變壓器，在可變頻率電路中的工作情況也相當(dāng)令人滿意。不過(guò)使用額外的磁通容量并相應(yīng)地減少原邊匝數(shù)可提高效率。為了有好的再生作用，P2產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)電壓應(yīng)至少為4V。

較后的設(shè)計(jì)中，常使用額外的電路來(lái)改善整體性能。例如，用一正偏壓與驅(qū)動(dòng)繞組P串聯(lián)以加速導(dǎo)通過(guò)程（該過(guò)程在本例中較慢）。使用電容器（圖中虛線表示）或電阻在Q的基極加一方波偏壓用以在輕載條件下改善開關(guān)作用，輕載時(shí)減小開關(guān)頻率可減小較小負(fù)載要求，從而減小了不規(guī)則振蕩出現(xiàn)時(shí)的電流。

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